หลักการทำงานของสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย
สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายโดยทั่วไปมีองค์ประกอบพื้นฐานที่คล้ายคลึงกัน และไม่ซับซ้อนมากนัก ดังแสดงในรูปที่ 1 หัวใจสำคัญของสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายจะอยู่ที่คอนเวอร์เตอร์ เนื่องจากทำหน้าที่ทั้งลดทอนแรงดันและคงค่าแรงดันเอาต์พุตด้วย องค์ประกอบต่างๆ ทำงานตามลำดับดังนี้
วงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากแรงดัน
การทำงานของวงจรควบคุมในโหมดแรงดัน (Voltage Mode Control) จะอาศัยการตรวจจับการเปลี่ยนแปลงค่าของแรงดันที่เอาต์พุตมาควบคุมช่วงเวลานำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ เพื่อการคงค่าแรงดันเอาต์พุตเป็นหลัก วงจรพื้นฐานเป็นดังรูป CNT-1
รูป CNT-1 แสดงวงจรพื้นฐานสำหรับการควบคุมในโหมดควบคุมจากแรงดัน
จากรูป วงจรควบคุมจะอาศัยการป้อนกลับค่าแรงดันที่เอาต์พุตและเปรียบเทียบกับแรงดันอ้างอิง Vref ของวงจร เพื่อตรวจจับการเปลี่ยนแปลงของแรงดันที่เอาต์พุต ค่าความแตกต่างที่ได้จะถูกขยายโดยวงจรขยายความแตกต่าง E/A ก่อนที่จะส่งต่อไปยังวงจร PWM โดยค่าแรงดันที่ได้จากวงจรขยายความแตกต่าง E/A ที่ตำแหน่ง A จะถุกเปรียบเทียบกับแรงดันรูปฟันเลื่อยที่ตำแหน่ง B ของ PWM อีกครั้งหนึ่ง เอาต์พุตที่ได้จากวงจร PWM จะมีลักษณธเป็นพลัส์สี่เหลี่ยม ซึ่งมีคาบเวลาคงที่เท่ากับคาบเวลาของแรงดันรูปฟันเลื่อยและมีความกว้างของพัลส์ซึ่งเปลี่ยนแปลงไปคามผลมอดูแลชั่นของค่าแรงดันที่ตำแหน่ง A และ B ค่าความกว้างของพัลส์นี้เองที่จะเป็นตัวกำหนดช่วงเวลานำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในคอนเวอร์เตอร์
รูป CNT-2 แสดงลักษณะความกว้างของพัลส์จาก PWM
เนื่องจากค่าแรงดันป้อนกลับจะถูกส่งมายังวงจรขยายความแตกต่าง E/A ที่ขาอินเวอร์ติ้ง ผลต่างของแรงดันเอาต์พุต และแรงดันอ้างอิงที่จุด A จึงมีลักษณะกลับเฟสอยู่ 180 องศา กล่าวคือ เมื่อแรงดันเอาต์พุตมีค่ามากขึ้น แรงดันที่จุด A จะมีค่าลดลง ความกว้างของพัลส์ที่เอาต์พุตของวงจร PWM จึงมีค่าลดลงด้วย และช่วงเวลานำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ tON ก็จะมีค่าลดลง ถ้าแรงดันเอาต์พุตมีค่าลดลง แรงดันที่จุด A จะมีค่าเพิ่มขึ้น ความกว้างพัลส์ที่เอาต์พุตของวงจร PWM จึงมีค่าเพิ่มขึ้น tON ก็จะมีค่าเพิ่มขึ้น ทำให้คอนเวอร์เตอร์สามารถคงค่าแรงดันเอาต์พุตไว้ได้ ลักษณะรูปคลื่นแรงดันขณะวงจรทำงานจะเป็นดังรูปที่ CNT-2 ตัวอย่าง IC ที่ใช้ควบคุมคอนเวอร์เตอร์ในโหมดควบคุมจากแรงดันได้แก่ MC34060, MC34166 และ TL494 เป็นต้น
วงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแส
การคงค่าแรงดันเอาต์พุตของคอนเวอร์เตอร์ ด้วยวงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแส (Current Mode Control) มีข้อดีหลายประการที่เหนือกว่าโหมดควบคุมจากแรงดัน จึงเป็นวงจรควบคุมที่นิยมใช้กันมาก วงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแสนี้ยังคงใช้เทคนิคพัลส์วิดท์มอดูเลชั่นเช่นกัน วงจรพื้นฐานแสดงในรูป CNT-3
รูป CNT-3 วงจรพื้นฐานสำหรับการควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแส
เพื่อให้ง่ายต่อการพิจารณา เราจะแยกคิดการทำงานของวงจรควบคุมด้วยการตัดวงจรขยายความแตกต่าง E/A ออกไปก่อน และกำหนดขาอินเวอร์ติ้งของวงจรเปรียบเทียบให้ต่อเข้ากับแรงดันอ้างอิง Ver ดังรูป CNT-4 วงจร latch จะทำงานโดยขา Q ของวงจร latch จะมีสถานะเป็น high เมื่อมีการกระตุ้นที่ขา S และขา Q จะมีสถานะเป็น low เมื่อมีการกระตุ้นที่ขา R
รูป CNT-4 วงจรควบคุมเมื่อตัดตัวขยายความแตกต่างออก
เมื่อวงจรทำงาน วงจรกำเนิดสัญญาณนาฬิกา จะให้กำเนิดสัญญาณนาฬิกาที่มีคาบเวลาคงที่ไปกระคุ้นที่ขา S ของ latch ขา Q จึงมีสถานะเป็น high เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ Q1 จะเริ่มนำกระแส เมื่อ Q1 นำกระแสจะมีกระแสไหลผ่านขดไรมารี่และตัวต้านทาน Rs ที่ต่ออนุกรมไว้กับ Q1 ทำให้เกิดแรงดัน Vs ตกคร่อมที่ตัวต้านทาน Rs ด้วย
แรงดันตกคร่อม Rs ที่เกิดขึ้นจะถูกเปรียบเทียบกับแรงดันอ้างอิง Ver โดยวงจรเปรีบยเทียบ ดังนั้นเมื่อค่าของ Vs เพิ่มขึ้นจนมีค่ามากกาว่าค่าของแรงดันอ้างอิง Ver เอาต์พุตของวงจรเปรียบเทียบจะมีสถานะเป็น High และไปกระตุ้นที่ขา R ของวงจร latch ทำให้ขา Q มีสถานะเป็น low และเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ Q1 หยุดนำกระแส จนกว่าที่ขา S ของวงจร latch จะได้รับการกระตุ้นจากสัญญาณนาฬิกาอีกครั้ง
จะเห็นได้ว่าความกว้างของเอาต์พุตพัลส์ที่ขา Q ของวงจร latch จะถูกควบคุมโดยค่าของแรงดัน Vs ที่ตกคร่อมตัวต้านทาน Rs ถ้าค่าแรงดันอินพุตของคอนเวอร์เตอร์มีค่าเพิ่มขึ้น แรงดัน
Vs จะเพิ่มขึ้นจนมีค่ามากกว่าแรงดันอ้างอิง Ver ได้เร็วขึ้นด้วย ทำให้ความกว้างของเอาต์พุตพัลส์ลดลง เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะมีช่วงเวลานำกระแสน้อยลง ในทางกลับกัน ถ้าแรงดันอินพุตของคอนเวอร์เตอร์มีค่าลดล แรงดัน Vs จะเพิ่มขึ้นได้ช้า ความกว้างของเอาต์พุตพัลส์จึง เพิ่มขึ้น เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะมีช่วงเวลานำกระแสมากขึ้นด้วย จะเห็นได้ว่าเมื่อโหลดคงที่ คอนเวอร์เตอร์จะสามารถคงค่าแรงดันเอาต์พุตเมื่อมีการเปลี่นแปลงของแรงดันอินพุตได้ โดยไม่ต้องอาศัยการป้อนกลับแรงดันที่เอาต์พุตเลย ทำให้คอนเวอร์เตอร์ตอบสนองการเปลี่ยนแปลงของแรงดันอินพุตได้อย่างรวดเร็ว
พิจารณาวงจรควบคุมอีกครั้งตามวงจรในรูปที่ CNT-3 เมื่อต่อวงจรขยายความแตกต่าง E/A เพิ่มเข้ามา วงจรในลักษณะนี้เมื่อแรงดันเอาต์พุตมีค่าลดลง เอาต์พุตของวงจรขยายความแตกต่าง E/A จะมีค่ามากขึ้น เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะใช้เวลานำกระแสมากขึ้นด้วย เพื่อให้ค่าแรงดัน Vs มากกว่าแรงดันที่เอาตพุตของวงจรขยายความแตกต่าง E/A ในทางกลับกัน เมื่อแรงดันเอาตุพุตของคอนเวอร์เตอร์มีค่าเพิ่มขึ้น เอาต์พุตของวงจรขยายความแตกต่าง E/A จะมีค่าลดลง เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จึงใช้เวลานำกระแสลดลงด้วย ดังนั้นคอนเวอร์เตอร์จะสามารถคงค่าแรงดันที่เอาต์พุตเอาไว้ได้เมื่อมีการเปลี่ยนแปลงที่โหลด ลักษณะรูปคลื่นและแรงดันขณะที่วงจรทำงานเป็นดังรูป CNT-5
รูป CNT-5 ลักษณะการทำงานที่จุดต่างๆ ของวงจร
จากลักษณะการทำงานดังกล่าว ทำให้วงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแสมีข้อดีมากกว่าวงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากแรงดันดังนี้
- ตอบสนองการเปลี่ยนแปลงของแรงดันอินพุตได้รวดเร็วกว่า ทำให้ลดปัญหาการคงค่าแรงดันที่เอาต์พุตเมื่อเกิดทรานเซียนส์และการกระเพื่อมของแรงดันสูงที่แรงดันอินพุต เพราะไม่ต้องรอสัญญาณป้อนกลับจากเอาต์พุต
- สามารถป้องกันกระแสโหลดเกินได้ ด้วยการจำกัดค่ากระแสสูงสุดที่ขดไพรมารี่ในลักษณะพัลส์ต่อพัลส์อย่างรวดเร็ว
- ให้ค่าไลน์เรกูเลชั่นที่ดีมาก
- โดยการจำกัดกระแสสูงสุดที่ขดไพรมารี่ ปัญหาการไม่สมมาตรฟลักซ์แม่เหล็กของพุช-พูลคอนเวอร์เตอร์จะไม่เกิดขึ้น
- สามารถต่อขนานคอนเวอร์เตอร์หลายชุดเข้าด้วยกันได้ เพื่อให้จ่ายกระแสได้มากขึ้น และกระแสเฉลี่ยที่คอนเวอร์เตอร์แต่ละชุดจะมีค่าเท่ากัน
ตัวอย่าง IC ที่ใช้ควบคุมคอนเวอร์เตอร์ในโหมดควบคุมจากกระแสได้แก่ UC3842/3/4/5, MC34023/5 และ MC34129 เป็นต้น
วงจรตัวอย่างและไอซีที่ใช้งานในสวิทชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย
รูปที่ 1 แสดงวงจรภายในของไอซี สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์เบอร์3524 จากวงจรออสซิลเลเตอร์จะผลิตสัญญาณแรมป์ และสัญญาณ พัลส์ ออกมาในเบื้องต้น เราจะไม่สนใจวงจรจำกัดกระแส (Current limit, CL) และวงจรชันท์ดาวน์ (shut down) เอ้าท์พุทของคอมพาราเตอร์ (Comparator) จะเป็น "High"เมื่อแรงดันของสัญญาณแรมป์มีค่ามากกว่าแรงดัน เอ้าท์พุทของภาคขยายความผิดพลาด (Error Amplifier) เอ้าท์พุทของ NOR เกตจะตกลงเป็น "Low"ทำให้เอ้าท์พุท ทรานซีสเตอร์หยุดทำงาน
รูปที่ 1 บล็อคไดอะแกรมภายในของ SG 3524 ไอซีสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ NOR เกตแต่ละตัวสามารถมีเอ้าท์พุทเป็น "High" ได้ก็ต่อเมื่ออินพุททั้งสามของมันมีสภาวะเป็น "Low" เอ้าท์พุทของ ออสซีสเลเตอร์ที่เป็นสัญญาณพัลส์จะเป็นเอ้าท์พุทของออสซีสเลเตอร์จะไปทำการอีนาเบิ้ล NOR เกตขาอินพุทที่เหลือ อีกขาหนึ่งของ NOR เกตจะต่ออยู่กับเอ้าท์พุทของคอมพาราเตอร์ซึ่งการทำงานของเกตทำให้ทรานซีสเตอร์เพียงตัวเดียว ทำงานใน 1 ช่วงเวลาก่อให้เกิดการทำงานแบบ พุช-พูลขึ้น (Push-Pull operation) เราจะเลือกให้ทรานซิสเตอร์ทำงานที่ จุดเริ่มต้นของแต่ละไซเคิ้ล และหยุดการทำงานทันทีเมื่อสัญญาณมีแรงดันมากกว่าแรงดันของภาคขยายความผิดพลาด ที่จุดสิ้นสุดของแต่ละไซเคิ้ล พุลส์ของออสซิสเลเตอร์จะขับให้เกตทั้งสองมีเอ้าพุทเป็น "Low" เป็นการป้องกันไม่ให้ ทรานซิสเตอร์ทั้งสองตัวทำงานพร้อมกัน ภาคขยายจำกัดกระแส (Current - limit amplifeir) มีหน้าที่ป้องกันไม่ให้กระแสไหลในขณะโหลดเกิน (Over Load) เอ้าท์พุทของภาคขยายจำกัดกระแสเป็นแบบคอลเล็คเตอร์เปิด (Open Collector) วงจรเปิดเมื่อเป็น "High" และถูกดึงลง กราวด์เมื่อเป็น "Low" ภาคของจำกัดกระแสและชันดาวน์ ทรานซิสเตอร์สามารถใช้นำไปขับคอมพาราเตอร์ให้มีเอ้าท์พุท เป็น "High" ได้เป็นการบังคับให้ทรานซิสเตอร์หยุดการทำงาน รูปที่ 2 แสดงวงจร ดีซี-ดีซี คอนเวอร์เตอร์ (DC-DC Converter) ที่ให้ไอซี SG 3524 ความถี่ของออสซิสเลเตอร์ประมาณ 60 KHz โดยการปรับที่ R5 และ C2 (ฟลิบ-ฟลอบ จะเป็นตัวหารความถี่เอ้าท์พุทของพุช-พูล ให้เหลือ 30 KHz) ภาคขยายจำกัดกระแสจะมีเอ้าท์พุทเป็น "Low" เมื่ออินพุทของมันมีค่าเกิน 0.2 โวลท์ R11 จะจำกัดกระแสไม่ให้มีค่าเกิน 2 แอมป์ ในกรณีที่โหลดเกิน หรือ หม้อแปลงเกิดอิ่มตัวขึ้นมา ทรานซิสเตอร์ Q1 และ Q2 ถูกใช้เป็นตัวตัดต่อกระแส ให้กับหม้อแปลง (ทรานซีสเตอร์แต่ละตัวมีอัตราการทนกระแสเพียง 100 mA เท่านั้น) พัลส์ที่จ่ายออกมาจากวงจร จะถูกกรองด้วยคาปาซิเตอร์ C4
รูปที่ 2 SG 3524 สวิทชิ่งทรานซิสเตอร์ 2 ตัว,หม้อแปลงและอุปกรณ์อีกเล็กน้อย สามารถนำมาสร้าง พุช-พูล สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ 5 โวลท์ได้ เอ้าท์พุทของภาคขยายความผิดพลาดจะแปรผันตรงต่อความแตกต่างระหว่างขาอินพุทอ้างอิง (ขา 2) และขาป้อน กลับ(ขา 1) ถ้าแรงเอ้าท์พุทเพิ่มมากขึ้น แรงดันความแตกต่างระหว่างขาอินพุททั้งสองจะลดลง แรงดันแรมป์จะมีค่า มากกว่าแรงดันความผิดพลาดเร็วมากขึ้นและทรานซิสเตอร์จะหยุดทำงานเร็วขึ้นจนกระทั้งแรงดันเอ้าท์พุทถูกลดลง ให้กลับไปมีค่าเท่ากับ 5 โวลท์ เนื่องจากแรงดันป้อนกลับและกราวด์ถูกต่อโดยตรงเข้าด้วยกัน ดังนั้น การแยกกัน (Isolation) ระหว่างภาคอินพุท และ ภาคเอ้าท์พุทจึงไม่เกิดขึ้น ความต้านทาน R6 และ R7 เป็นตัวจำกัดกระแสของไดร์ฟทรานซิสเตอร์ภายใน ซึ่งถูกใช้ตัดต่อทรานซิสเตอร์ Q1 และ Q2 R10 และ C3 มีไว้เพื่อชดเชยเสถียรภาพทางความถี่ของวงจรลูป-ปิด (Closed Loop) ทรานซิสเตอร์ Q1 และ Q2 ควรจะเป็นทรานซิสเตอร์แบบ "High speed switching power transistors" ที่มีอัตราการทนกระแสและแรงดันไม่น้อยกว่า 5 แอมป์ และ 60 โวลท์ ตามลำดับ ไอโอด D1 และ D2 ควรจะเป็นไดโอด แบบ "Shottky diodes" หรือ แบบ "Fast recovery diodes" เพราะว่าเอ้าท์พุทของวงจรถูกทำให้มีความสมดุลย์ ดังนั้นแกนของหม้อแปลง จึงไม่จำเป็นต้องมีช่องว่าง (Air gap) แกนหม้อแปลงแบบเฟอร์ไรท์ที่มีขนาดเล็กจึงสามารถนำมาใช้ในวงจรนี้ได้ ที่ความถี่สูงวงจรสมมูลย์ของค่าความต้านทานอนุกรม (The equivalent series resistance, ESR) ของฟิลเตอร์ คาปาซิเตอร์ C5 จะมีค่ามากกว่าค่าคาปาซิเตอร์แบบ "Low series resisance electrolytics" ซึ่งเป็นคาปาซิเตอร์ที่ออก แบบมาเป็นพิเศษ สำหรับสวิทซิ่งเพาเวอร์ซัพพลายโดยเฉพาะ
รูปที่ 3 แสดงบล็อกไดอะแกรมภายในของ SG 3524 A. เป็นไอซีสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ที่พัฒนามาจาก SG 3524 ซึ่ง SG 3524 A. มีขาที่เหมือนกับ SG 3524 ทุกประการ ดังนั้นจึงสามารถนำ SG 3524 A. ไปแทน SG 3524 ที่ไม่มีอักษร A ต่อท้ายได้ทันที SG 3524 A. รุ่นที่พุฒนาขึ้นมานี้ได้เพิ่มวงจร "Under voltage lockout circuit" ซึ่งวงจรนี้จะทำหน้าที่บังคับ ไม่ให้เร็คกูเลเตอร์ทำงานจนกว่าแรงดันอินพุทมีค่าเกินกว่า 8 โวลท์ขึ้นไป ซึ่งจะรักษากระแสที่ไหลให้อยู่ในระดับ แสตนบาย (Stan by) ขณะที่ทำงานอยู่เป็นการป้องกันไม่ให้เกิดปัญหาในระหว่างที่จะเริ่มต้นทำงานเกิดกระแสกระชาก และ browouts นอกจากวงจร "Under voltage lockout circuit" แล้วยังเพิ่มส่วน "Pulse width modulator latch" ยังได้ถูก เพิ่มเติมเข้ามาด้วย ส่วนนี้มีหน้าที่กำจัด "Multiple pulsing" ในสภาวะแวดล้อมที่มีน๊อยสมาก ๆ Pulse width modulator latch เซ็ตโดยคอมพาราเตอร์และถูกรีเซ็ตโดยสัญญาณพัลส์นาฬิกา ซึ่งมันสามารถทำการตัดต่อได้เพียง 1 ครั้งต่อ 1 วัฏจักร การเปรียบเทียบเท่านั้น
รูปที่ 3 SG 3524 A ได้แก้ไขอุปกรณ์เบื้องต้นโดยการเพิ่ม Undervoltagelockout Pulse-width modulator (pwm) Latch, การป้องกันความร้อนเกิน,และได้ปรับปรุงความละเอียดของแรงดันอ้างอิง (ขา 16) ให้ดีขึ้น การป้องกันที่เพิ่มเติมขึ้นมาคือวงจรป้องกันความร้อนเกิน (ไม่ได้แสดงไว้ในรูปที่ 3) ดั้งนั้น SG 3524 A จึงมี คุณลักษณะเฉพาะในการทำงานดีกว่า SG 3524 เช่น แรงดันอ้างอิง 5 โวลท์ถูกปรับให้มีค่าใกล้เคียงมากยิ่งขึ้น (+- 1%) และเอ้าท์พุทของภาคขยายความผิดพลาดสามารถสวิงขึ้นไปถึงระดับแรงดัน 5 โวลท์ได้ จากรูปที่ 4 แสดงการทำงานของ SG 3525 A/7 A. 3525 A และ 3527 A แตกต่างกันเพียงโลจิกทางเอ้าท์พุทของ พวกมัน 3525 A เอ้าท์พุทเป็น "Low" เมื่อหยุดทำงาน ส่วน 3527 A เอ้าท์พุทเป็น "High" เมื่อหยุดทำงาน (ขาภายนอก ของ 3525 A/7 A ไม่ต่างกับขาไอซีในอนุกรม 3524 ระวังด้วย)
รูปที่ 4 การทำงานของ SG 3525 A/7 A มีความคล้ายคลึงกับ SG 3524 แต่มีลักษณะพิเศษที่เพิ่มเข้ามา : ออสซิสเลเตอร์ จะมีอินพุทซิงค์ (Sync Input) ทำให้มันง่ายต่อการล็อคความถี่ของแหล่งจ่ายทั่ว ๆ ไป เป็นการกำจัดปัญหาที่เกิดจาก การบีท (beat) ของความถี่ในบอร์ดที่มีซัพพลายหลาย ๆ ตัวหรือ หลาย ๆ ระบบ วงจรชันดาวน์และลักษณะการทำ ซอฟท์-สตาร์ท (Soft-Start) เป็นส่วนหนึ่งของวงจรป้องกันที่ได้เพิ่มเติมขึ้นมา ซึ่งจะได้กล่าวถึงในการนำไปใช้งาน ในส่วนถัดไป ที่จุดรวมขั้ว (push-pull) มีอัตรากระแสสูงสุดที่ 500 mA เพื่อให้มีความเร็วในการตัดต่อสูง โซลิดสวิทชิ่ง จึงใช้สำหรับการเปลี่ยนแปลงที่เร็วและช้า ภาคขยายจำกัดกระแสแบบแยกส่วนของ SG 3524 จึงได้ถูกตัดทิ้งไป รูปที่ 5 แสดงวงจรดีซี-ดีซี คอนเวอร์เตอร์ขนาด 15 วัตต์ R2, C2 จะเป็นตัวกำหนดความถี่ในการออสซิสเลตของ ตัวออสซิลเลเตอร์ ให้มีความถี่เท่ากับ 200 KHz (ที่เอ้าท์พุทสุดท้ายมีความถี่ 100 KHz) ทรานซีสเตอร์คายประจุภายใน (ขา 7) เป็นตัวที่ควบคุม ช่วงเวลาในการคายประจุทุก ๆ การจบของแรงดันแรมป์ เพื่อให้แน่ใจช่วงเวลาหยุดระหว่าง เอ้าท์พุทพัลส์ มีระดับเดียวกัน เวลาหน่วงของการตัดต่อทรานซิสเตอร์ทั้งสอง จึงไม่สามารถทำงานพร้อมกันได้ R6, C2 จะเป็นตัวเช็ตเวลาช่วงนี้ให้มีช่วงเวลาคงที่ (Time Constant) เท่ากับ 47 ns.
รูปที่ 5 พุช-พูล สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ ผลิตแรงดันทางเอ้าท์พุทที่ +/- 6 โวลท์ ที่ 15 วัตต์ แรงดันอ้างอิง 5 โวลท์ (ขา 16) ถูกต่อเข้ากับขาอินพุทนอน-อินเวอร์ติ้ง (ขา 2) โดยความต้านทานจำกัดกระแส R3, ส่วน C9 เป็นตัวบายพาสความถี่สูงให้ผ่านลงกราวด์ไป แรงดันป้อนกลับแบบลบจะถูกแบ่งโดย R1-R4 เพื่อให้ แรงดันเอ้าท์พุท 6 โวลท์ ลดลงเหลือ 5 โวลท์ ทฤษฏีเบื้องต้นของการทำงานคล้ายกับการทำงานของวงจรในรูปที่ 2 แรงดันแรมป์ถูกนำมาเปรียบเทียบกับสัญญาณผิดพลาด เพื่อใช้ในการควบคุมการสวิทช์ ON-OFF ของเอ้าท์พุท A หรือ B เอ้าท์พุทที่ถูกเลือกจะถูกสวิทช์ให้เป็น "High" ที่จุดเริ่มต้นของแต่ละแรงดันแรมป์และถูกรีเซ็ตให้เป็น "Low" โดย S-R ฟลิปฟลอปที่ทำหน้าที่เป็นตัวตั้งสัญญาณ (Latch) เมื่อแรงดันแรมป์มีค่าเกินเอ้าท์พุทของภาคขยายความ ผิดพลาด เช่นเดียวกับในรูปที่ 2 เป็นการต่อป้อนกลับโดยตรง ดังนั้น ภาคอินพุทและเอ้าท์พุทจะไม่แยกออกจากกัน R6, R7 และ C4 มีไว้เพื่อการชดเชยสำหรับเสถียรภาพของวงจรแบบลูปปิด "Switching spike currents" ถูกจำกัด ไว้โดย R10, R11 และ R12 ในภาคเอ้าท์พุท ส่วน C5 และ R17 ต่อเป็นวงจร "Snuber" เพื่อลดสวิทชิ่งทรานเชียนท์ ทางขดปฐมภูมิของหม้อแปลง T1 เมื่ออินพุทเพาเวอร์ถูกป้อนให้กับวงจร Q1 จะหยุดทำงานและคาปาซิเตอร์ ซอฟท์-สตาร์ท C3 จะถูกคายประจุ ออก เมื่อ C3 ถูกประจุด้วยกระแสจากแหล่งจ่ายกระแสขนาด 50 ไมโครแอมป์ ภายในแรงดันตกคร่อม C3 จะเพิ่มขึ้น ซึ่งจะค่อย ๆ เพิ่มขึ้นด้วยจำนวนของเวลาต่อวัฏจักร ซึ่งเอ้าท์พุทถูกทำให้ "ON" ก่อให้เกิดการไต่ขึ้นของแรงดันทางเอ้าท์พุทอย่างนิ่มนวลซึ่งทำให้ฟิลเตอร์ คาปาซิเตอร์ ถูกประจุอย่างช้า เป็นการลด "Startup Current surges" ลงอย่างมาก ถ้ากระแสที่ไหลผ่าน R9 มีค่าเกินกว่า 3 แอมป์ (แรงดันตกคร่อม 0.7 โวลท์) Q1 จะทำงานในทันทีทันใด วงจรชันท์ดาวน์จะดึงให้ขา 8 มีโลจิกเป็น "Low" และทำการคายประจุ C3 ทำให้ Q1 หยุดทำงาน C7 คายประจุออก ชันท์ดาวน์อินพุท ตกเป็นโลจิก "Low" และ ซอฟท์-สตาร์ทคาปาซิเตอร์ จะเป็นตัวทำให้เกิดการฟื้นตัวกลับอย่างนิ่มนวล แก่เพาเวอร์ซัพพลาย แกนเฟอร์ไรท์ของหม้อแปลงกำลัง T1 เป็นแบบ EE 25 (ขากลางมีขนาดมีขนาด 0.25 นิ้ว) หม้อแปลงกำลังต่อกับ ฟูลเวฟบริดจ์จ่ายแรงดันบวกลบออกทางเอ้าท์พุท ตัวเหนียวนำคัปเปิ้ล T2 ประกอบด้วยคอยล์ 2 ตัวด้วยกัน พันอยู่บนแกนเฟอร์ไรท์แบบทรงกระบอกและเอ้าท์พุทให้มีขนาดของริบเปิ้ล 50 mVp-p Q2 และ Q3 เป็น N-Channal เพาเวอร์มอสเฟทที่มีอัตราการทนกระแสและแรงดัน 5A, 50 โวลท์ ไดโอดในบริดจ์เร็คติไฟเออร์เป็นไดโอด แบบฟื้นตัวเร็ว (Fast Recovery diode) เพราะสัญญาณทางเอ้าท์พุทมีความถี่สูง D1 - D4 เป็นไดโอด 100 โวลท์, 8 แอมป์ ซึ่งมีเวลาในการฟื้น (Recovery time) ตัวเท่ากับ 35 ns
เร็คกูเลเตอร์ในโหมดกระแส
ตอนนี้เราจะมาดูสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์อีกแบบหนึ่งที่มีลักษณะแตกต่างกับสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ที่กล่าวมาในขั้นต้น คือ สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ในโหมดกระแสถึงแม้ว่าทฤษฎีการทำงานเบื้องต้นยังคงคล้ายกัน (วงจรแบบ Pulse width modulation) ส่วนที่แตกต่างกันคือสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ในโหมดกระแสไม่มีวงจรกำเนิดแรงดันแรมป์ภายใน ในส่วนนี้ สัญญาณแรมป์คล้ายกับการเพิ่มขึ้นของกระแสเหนี่ยวนำของหม้อแปลงซึ่งถูกนำมาใช้ควบคุมแทนวงจรกำเนิดสัญญาณ แรมป์ภายใน
รูปที่ 6 ในโหมดกระแส คอมพาราเตอร์ใช้สัญญาณกระแสป้อนกลับคล้ายสัญญาณแรมป์ เพื่อให้การจำกัดกระแสแบบพัลซ์ต่อพัลซ์ รูปที่ 6 แสดงวงจรเบื้องต้นของคอมพาราเตอร์โหมดกระแส พัลซ์จากวงจรสร้างสัญญาณนาฬิกาจาก R1 และ C1 เป็นตัวเซ็ต R-S ฟลิปฟลอป ทำให้เอ้าท์พุท Q ของฟลิปฟลอปเป็น "High" เฟต Q1 จึงทำงานและกระแสหม้อแปลง เริ่มต้นไหล กระแสเหนี่ยวนำจะเพิ่มขึ้นในลักษณะแรมป์ การป้อนกลับจากความต้านทานตรวจจับกระแส R2 จะเพิ่มขึ้น ในที่สุดแรงดันป้อนกลับมีค่าเท่ากับแรงดันเอ้าท์พุทของภาคขยายความผิดพลาด ที่จุดนี้เอ้าท์พุทของคอมพาราเตอร์ จะไปรีเซ็ตฟลิปฟลอป Q1 จึงหยุดทำงานจนกว่าจะถึงพัลซ์สัญญาณนาฬิกาลูกต่อไปคล้าย ๆ กับเร็คกูเลเตอร์ตอนที่แล้ว แรงดันป้อนกลับ VFB เท่ากับแรงดันเอ้าท์พุทที่ถูกกรองแล้ว ถ้าแรงดันป้อนกลับมีค่าต่ำกว่าหรือสูงกว่าแรงดันอ้างอิง สัญญาณความผิดพลาดจะเพิ่มขึ้นหรือลดลง ฉะนั้นการเพิ่มขึ้นหรือการลดลงตรงเวลานั้นจะมีอยู่จนกระทั้งแรงดันใน ขณะนั้นกลับคืนมาสู่แรงดันค่าเดิม การเร็คกูเลตในโหมดกระแสมีข้อดีที่เห็นได้ชัดเจน 2 ประการ คือ 1. การจำกัดกระแสแบบพัลซ์ต่อพัลซ์ (pulse by pulse current limiting) 2. เป็นการเร็คกูเลตแบบ feedforward line จะสังเกตได้ว่าวงจรในรูปที่ 6 ไม่มี Current sensing comparator สมมุติว่าเมื่อแต่ละพัลซ์กระแสสิ้นสุดลง ค่าแรงดัน ตกคร่อม R2 มีค่ามากกว่าระดับที่เซ็ตโดยภาคขยายความผิดพลาด ไม่ว่าจะเป็นสาเหตุใดก็ตามที่ทำให้เกิดโอเวอร์โหลด ขึ้น เช่น หม้อแปลงเกิดอิ่มตัว, เอ้าท์พุทช็อต หรือ แรงดันอินพุทมีค่าเกิน วงจรจะทำการจำกัดกระแสที่ไหลทันทีการจำกัดแบบพัลซ์ต่อพัลซ์ ทำให้เราสามารถตัดวงจรซอฟท์-สตาร์ทออกไปได้ การเร็คกูเลตแบบ feedforward line สามารถอธิบายได้จากลักษณะของสัญญาณในรูปที่ 7 ที่ค่าโหลดคงที่อยู่ค่าหนึ่ง แรงดันอินพุทเกิดเพิ่มขึ้นบนสัญญาณพัลซ์ที่เปลี่ยนแปลงต่อมา การเหนี่ยวนำ I จะเพิ่มขึ้นในลักษณะแรมป์อย่างรวดเร็วเนื่องจากแรงดันตกคร่อมขดลวดปฐมภูมิของหม้อแปลงเพิ่มขึ้น เมื่อการป้อนกลับและสัญญาณความผิดพลาดไม่เปลี่ยน แปลง การจำกัดกระแสเพิ่มมากขึ้นและความกว้างของพัลซ์จะแคบลง ดังนั้นการเปลี่ยนแปลงแรงดันในสายจะถูก ชดเชยก่อนที่จะมีผลกระทบไปยังแรงดันเอ้าท์พุท
รูปที่ 7 Feedforward เป็นการชดเชยของอินพุทที่เปลี่ยนแปลงไปเกิดขึ้นเมื่ออัตราการแรมป์ของกระแสปฐมภูมิของหม้อแปลงเพิ่มขึ้น เมื่อแรงดันอินพุทเพิ่มขึ้น รูปที่ 8 แสดงบล็อกไดอะแกรมของไอซีตัวควบคุมในโหมดกระแส UC 3842 เมื่อทำรูปที่ 8 มาเปรียบเทียบ กับวงจร ในรูปที่ 6 UC 3842 ได้เพิ่มส่วนของ Undervoltage lockout และเอ้าท์พุท NOR เกตเข้ามา วงจร Undervoltage lockout with hysteresis เป็นตัวบังคับเอ้าท์พุทพัลซ์ไว้ไม่ให้เกิดขึ้นจนกว่าแรงดัน Vccจะมี ค่าเกิน 16 โวลท์ เมื่อเริ่มทำงานเอ้าท์พุทพัลซ์ยังคงเกิดขึ้นถึงแม้ว่าแรงดัน Vcc จะมีค่าลดลงจนต่ำกว่า 10 โวลท์ วงจรจะ หยุดทำงาน การทำงานของวงจร Undervoltagelockout ที่มีช่วงÎิสเตอร์รีซีสเป็นการป้องกันไม่ให้เกิดการเปลี่ยน สภาวะอย่างทันทีทันใด ระหว่างสภาวะ "Operate" และ "Lockout" เมื่อเราทำการควบคุมเอ้าท์พุท (ขา 6) ไม่ให้ทำงานเอ้าท์พุทจะอยู่ในสภาวะอิมพีแดนซ์สูง ความต้านทาน "bleeder" ควรจะต่อไว้ระหว่าง ขา 6 กับกราวด์ เพื่อเป็นการป้องกันกระแสรั่วไหลจากการเปลี่ยนสวิทซิ่งเฟทให้ทำงาน เอ้าท์พุท NOR เกตเป็นส่วนหนึ่งของวงจร Lockout แต่ทำหน้าที่ป้องกันวงจรในอีกลักษณะหนึ่ง เมื่อพัลซ์จากออสซิสเลเตอร์เป็น "High" เอ้าท์พุทของ NOR เกตจะเป็น "Low" เอ้าท์พุทของ OR เกตเป็น "High" และขา 6 เป็น "Low" เอ้าท์พุทที่ขา 6 ไม่สามารถเป็น "High" ได้จนกว่าสัญญาณนาฬิกาจะเป็น "Low" สัญญาณนาฬิกาถูกเซ็ตโดยไทม์มิ่ง คาปาซิเตอร์ C1 เก็บประจุผ่าน R1 และคายประจุผ่านแหล่ง รับกระแสคงที่ การเลือกคาปาซิเตอร์ที่มีค่ามาก และความต้านทานมีค่าน้อย เวลาของการเก็บประจุ (สัญญาณนาฬิกาช่วงเป็น "Low") จะลดลงและช่วงเวลาของการคายประจุ (สัญญาณนาฬิกาช่วง "High") เพิ่มมากขึ้น ทำให้เราสร้างเวลาทำงาน (On time) ได้มากที่สุด หรือค่าดิวตี้ไซเคิล (Duty Cycle) ซึ่งเป็นตัว ที่สำคัญอย่างยิ่งในวงจร เมื่อค่าดิวตี้ไซเคิลสูงกว่า 50% แกนของหม้อแปลงอาจสามารถเกิดการอิ่มตัวได้ เน็คเวิอร์ค D2 - D4, R1, R2 ระหว่างภาคขยายความผิดพลาดและ Current sensing comparator เป็นตัว ลดสัญญาณความผิดพลาดลง เพื่อพลังงานที่มากเกินไปจะไม่ไปสูญเสียในความต้านทานตรวจจับกระแส ซีเนอร์ไดโอดจะยกระดับสัญญาณความผิดพลาดขึ้นไป 1 โวลท์ ดังนั้นระดับที่จะหยุดทำงานจะไม่เกิน 1 โวลท์ UC 3843 คล้ายกับ 3842 แต่มีแรงดัน Lockout ที่ต่ำกว่าเจตนาสำหรับใช้กับแรงดันต่ำ ๆ UC 3843 ทำงานที่ 8.4 โวลท์ และหยุดทำงานเมื่อ Vcc ต่ำกว่า 7.9 โวลท์ UC 3844 และ UC3845 (ไม่ได้แสดงไว้) มีลักษณะพิเศษที่เพิ่มขึ้นมาคือ ตัวฟลิปฟลอป จะควบคุมไม่ให้เกิดเอ้าท์พุทขึ้น ในขณะที่วัฏจักรสัญญาณ นาฬิกาเปลี่ยนแปลงเพื่อเป็นการรับประกันว่า ค่าของดิวตี้ไซเคิลจะมีค่าน้อยกว่า 50% เสมอ สำหรับการ นำวงจรไปใช้ในที่ซึ่งมีการปรับปรุงที่ต้องใช้ความระมัดระวังสูง
รูปที่ 8 บล็อกไดอะแกรมภายในของ UC 3842 ไอซี สวิทชิ่งเรกูเลเตอร์ ในโหมดกระแสUC 3843 มีลักษณะที่คล้ายกับ UC 3842 แต่ทำงานที่ Undervoltage lockout ต่ำกว่ามาก ๆ
"OFF-LINE" ฟายแบ็คคอนเวอร์เตอร์
รูปที่ 9 แสดงไอซี UC 3842 ของ SGS-Thomson ในวงจร "off-line" ฟายแบ็คเร็คกูเลเตอร์ วงจรจะให้แรงดัน +5 โวลท์ ที่ 4 แอมป์และ +/- 12 โวลท์ 300 mA และสามารถจ่ายพลังงานได้ 27 วัตต์ เทอม "Off-Line" หมายถึงตัวเร็คกูเลเตอร์อยู่บนตัวปฐมภูมิของหม้อแปลงและทำงานโดยตรงกับ "off the line" (ต่อตรงกับไฟบ้าน) ข้อดีก็คือ พลังงานจำนวนมาก ๆ สามารถคับเปิ้ลผ่านไปยังส่วนที่ใช้ พลังงานน้อย หม้อแปลงมีความถี่สูงจึงมีขนาดเล็ก การทำงานกับ Line ต้องการทรานซิสเตอร์ และไดโอด ที่ทนแรงดันได้สูง และต้องป้องกันไม่ให้เกิดการป้อนกลับโดยตรงระหว่างเอ้าท์พุทและวงจรป้อนกลับ
รูปที่ 9 แสดงวงจรของ Off-Line-Current Mode regulator ผลิตแรงดัน +5 โวลท์และ +/- 12 โวลท์ แยกออกจากกัน จากแรงดันสาย 117 โวลท์ แรงดัน Line ถูกเร็คติฟายและฟิลเตอร์โดย BR1 และ C1, R1 เป็นตัวจัดกระแสทำงานเริ่มต้นให้แก่ IC วงจร Undervoltage lockout ของ UC 3842 จะป้องกันไม่ให้วงจรทำงานจนกว่าแรงดันตกคร่อม C2 มีค่ามากกว่า 16 โวลท์ ขึ้นไป R6, C6 เป็นตัวเซ็ตให้ความถี่ในการทำงานของวงจรอยู่ที่ 50 KHz ซึ่งมีค่า ดิวตี้ไซเคิลสูงสุดประมาณ 95% แหล่งจ่ายแรงดัน 5 โวลท์ ภายในถูกฟิลเตอร์โดย C5 เพื่อกำจัดสัญญาณ สไปค์ (Spikes) ที่เกิดจากการสวิทช์ เมื่อวงจรเริ่มทำงาน แรงดันป้อนกลับที่มาจากขดลวดควบคุมจำนวน 10 รอบ แรงดันที่ขา 2 จะถูกนำ มาเปรียบเทียบกับแรงดันอ้างอิงภายใน 2.5 โวลท์ แรงดันที่แตกต่างกันเป็นตัวกำหนดให้ค่าดิวตี้ไซเคิล เพิ่มขึ้นหรือลดลงจนกระทั้งแรงดันที่ขา 7 มีค่าเท่ากับ 13.1 โวลท์ แรงดันที่ตกคร่อมไดโอดมีค่าประมาณ 14.6 Vp บนขดลวดควบคุม อัตราส่วนรอบของขดควบคุมต่อทุติยภูมิ เป็นตัวกำหนดแรงดันไฟฟ้าตรงทางเอ้าท์พุทขนาด 5 และ 12 โวลท์ จะสังเกตได้ว่า การควบคุมมาจากแรงดันของขดลวดควบคุม แรงดันเอ้าท์พุทไม่ได้ถูกเร็คติฟาย โดยตรง พลังงานสูญเสียเนื่องจากกระแสในขดลวดไดโอดและตัวเหนี่ยวนำ จะมีผลกระทบต่อแรงดัน เอ้าท์พุท การเร็คกูเลตแรงดัน 5 โวลท์ จะมีความถูกต้องประมาณ 10% ส่วนแรงดัน +/- 12 โวลท์ เร็คกูเลเตอร์ มีความถูกต้อง 5% ทรานชิสเตอร์ Q1 เป็น Power MOSFET ขนาด 500 โวลท์, 5 แอมป์ ไดโอดที่ใช้เป็นไดโอดแบบฟื้นตัวเร็ว D3, C9, R12 ต่อเป็นวงจร Snubber เพื่อกำจัดสไปค์ที่เกิดจาก Q1 เมื่อหยุดทำงาน Snubber D4, C8, R11 เป็น ตัวหน่วงเวลาให้ Q1 ค่อย ๆ หยุดทำงานจนกระทั่งกระแสของ Q1 หมดไป การออกแบบหม้อแปลงเป็นสิ่งสำคัญมาก ช่องว่างของอากาศ (air gap) ต้องมีมากพอที่จะป้องกันไม่ให้ แกนของหม้อแปลงเกิดอิ่มตัว แต่ก็ต้องมีน้อยพอที่จะรักษาค่าของความเหนี่ยวนำตามที่เราต้องการไว้ได้ (ข้อสังเกต ช่องว่างของอากาศไม่จำเป็นต้องมีในวงจรแบบพุช-พูล) ในวงจรรูปที่ 9 ใช้แกนเฟอร์ไรท์ขนาด EC 35 (เส้นผ่านศูนย์กลางของแกนกลาง 3/8 นิ้ว) มีช่องว่าง 0.5 mm. ที่ขากลางของแกนขดลวดปฐมภูมิ พันด้วยลวดเบอร์ 26 AWG จำนวน 45 รอบ ขดลวด 12 โวลท์ แต่ละขดใช้ลวดเบอร์ 30 AWG พัน 9 รอบ จำนวน 2 ขดอนุกรมกัน ขดทุติยภูมิ 5 โวลท์ใช้ลวดเบอร์ 26 AWG พันเพียง 4 รอบจำนวน 4 ขด แล้วนำมา ต่อขนานกัน ขดป้อนกลับ (ขดควบคุม) พันด้วยลวดเบอร์ 30 AWG 10 รอบ 2 ขดต่อขนานกัน ต่อไปจะเป็น การนำเอาออปโต้ไอโซเลเตอร์มาใช้ในสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์
ไม่มีความคิดเห็น:
แสดงความคิดเห็น